VM双闭环不可逆直流调速系统课设

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1 前言

直流电动机拖动控制系统在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。这主要由于直流电机具有良好的起,制动性能，宜于在大范围内平滑调速,并且直流拖动控制系统在理论上和实践上都比较成熟，从控制的角度来看，它又是交流拖动控制系统的基础。

由于要对电机进行稳定的转速控制，双闭环直流调速系统是现今在工业生产中应用最广泛的调速装置。该装置转速控制稳定，抗干扰能力强但由于直流系统的本身缺陷为得到较大的调速范围自动控制的直流调速系统往往采用变压调速为主。而在变压整流装置中应用最广的是三相全控桥式整流。这是用于三相全控桥式整流器输出直流电流的谐波小，脉动电流小,电流连续性好，往往只需要平波电抗器就可以输出稳定直流.可保证电机稳定运行不会有较大的脉动转矩,不仅保证了拖动系统的稳定同时对直流电机的损耗也小。本设计主要根据直流电机参数确定变压器，整流电路的相关参数，并且按照控制要求设计双闭环控制系统的结构及参数。

2主电路结构选择

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目前具有多种整流电路,但从有效降低脉动电流保证电流连续和电动机额定参数的情况出发本设计选用三相桥式全控整流电路，其原理如图2—1所示，习惯将其中阴极连接在一起到3个晶闸管（VT1,VT3,VT5)称为共阴极;阳极连接在一起的3个晶闸管（VT2,VT4,VT6)称为共阳极，另外通常习惯晶闸管从1至6的顺序导通，为此将晶闸管按图示的顺序编号,即共阴极组中与a，b,c三相电源相接的3个晶体管分别是VT1,VT3,VT5，共阳极组中与a，b，c三相电源相接的3个晶闸管分别是VT2,VT4,VT6。

图2-1 三相桥式全控整流电路原理图

其工作特点为：1）每个时刻均需2个晶闸管同时导通，形成向负载供电的回路，其中1

个晶闸管是共阴极组的，1个是共阳极组的,且不能为同一相的晶闸管。2)6个晶闸管的触发脉冲按VT1VT2VT3VT4VT5VT6的顺序相为、位依次相差60；共阴极组的脉冲依

VT3与VT6，VT5与VT2次差120，共阳极组也依次差120;同一相的上下两个桥臂即VT1与VT4，

脉冲相差180。3)整流输出电压ud一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样.4）在整流电路合闸启动过程中或电流断续时，为保证电路的正常工作，需保证同时导通的2个晶闸管均有

触发脉冲.

2.1 变压器参数计算

由于整流输出电压ud的波形在一周期内脉动6次的波形相同，因此在计算时只需对一个脉冲进行计算。由此得整流输出平均电压

Ud2.34U2cos （60）

显然Udud=440V,如果忽略晶闸管和电抗器的压降，则可以求得变压器副边输出电压U2440=217。1V 取U2=220V (通常取导通角为30)

2.343/2副边输出有效电压为=2U2311。1V

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副边输出有效电流I20.816Id0.816220=179.5A 考虑电机过载系数为1.5那么输出电流应可以达到270A

变压器容量为SN3U2I21.732311270=145。43KVA

考虑到晶闸管和电抗器的压降，变压器本身的漏磁，并根据变压器应留有一定裕量的原则。应选择参数为额定容量为200KVA，副边输出额定电流为250A的变压器

2。2 平波电抗器参数计算

在V—M系统中,脉动电流会增加电机的发热,同时也产生脉动转矩，对生产机械不利，为了避免或减轻这种影响，须设置平波电抗器。平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择。通常首先给定最小电流Imin（以A为单位通常取电动机额定电流的5％—10％），再利用它计算所需的总电感量（以mH为单位）,减去电枢电感,即得平波电抗器应有的电感值。

对于三相桥式整流电路总电感量为：

310U2 L=0。693=0.693=20.13mH

2207%IdminKDUN103 电枢电感Lm的计算公式为Lm(mH)

2PnNIN P—电动机磁极对数，KD—计算系数，对一般无补偿电机：KD=8～12

10310103 那么电枢电感Lm=1.96mH (取P=2，KD=10）

221800220 由于变压器的漏电感很小，可以忽略不计，那么平波电抗器电感值取为L=20。13—

1.96=17.17mH，取其电感值为18mH,根据电感量大小取其电阻为0。3Ω

2。3可控晶闸管参数计算

通常取晶闸管的断态重复峰值电压UDRM和反向重复峰值电压URRM中较小的标值作为该器件的额定电压。选用时,额定电压要留有一定裕量，一般取额定电压为正常工作电压时晶闸管所承受峰值电压的2—3倍。本设计中峰值电压UTM6U2759。3V 故晶闸管电压定额UT为:UT(23)UTM1518V-2277.9V取其电压定额为2000V 晶闸管的电流定额主要由其通态平均电流IT来标称,规定为晶闸管在环境为40C和规定的冷却状态下，稳定结温不超过额定结温是允许流过的最大工频正弦半波电流的平均值。因此在使用时同样应按照实际波形的电流与通态平均电流所造成的发热效应相等，即有效值相等的原则来选取晶闸管的电流定额，并留有一定裕量.一般取其通态平均电流为此原则所得计算结果的1.5—2倍。可按下式计算：

IT(AV)=（1.5~2）KfbIMAX，

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式中计算系数Kfb=Kf/1.57Kb由整流电路型式而定，Kf为波形系数，Kb为共阴极或共阳极电路的支路数.当00时,三相全控桥电路Kfb=0.368

故计算的晶闸管额定电流为IT(AV)(1.52)KfbIMAX=（1.5～2) ×0。368×(220×1.5)=182。16~242。88A，取200A.

3 双闭环直流调速系统设计

 双闭环直流调速系统控制原理图如图3.1所示速度调节器根据转速给定电压Un和速度

反馈电压Un的偏差进行调节，其输出是电流的给定电压Ui（对于直流电动机来说,控制电枢电流就是控制电磁转矩，相应的可以调速）。电流调节器根据电流给定电压Ui和电流反馈电

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压Ui的偏差进行调节，其输出是功率变换器件（三相整流装置）的的控制信号Uc.通过Uc电压进而调节镇流装置的输出,即电机的电枢电压,由于转速不能突变，电枢电压改变后,电枢电dn流跟着发生变化，相应的电磁转矩也跟着变化，由TeTLJ,只要Te与TL不相等那么转速dtn会相应的变化。整个过程到电枢电流产生的转矩与负载转矩达到平衡，n不变后，达到稳定。

图3.1 双闭环直流调速系统电路原理图

在双闭环直流调速系统中,转速和电流调节器的结构选择与参数设计须从动态校正的需

要来解决.如果采用单闭环中的伯德图设计串联校正装置的方法设计双闭环调速系统这样每次都需要先求出该闭环的原始系统开环对数频率特性，在根据性能指标确定校正后系统的预期特性，经过反复调试才能确定调节器的特性，从而选定其结构并计算参数但是这样计算会比较麻烦。所以本设计采用工程设计方法：先确定调节器的结构,以确保系统稳定，同时满足所需的稳定精度。再选择调节器的参数,以满足动态性能指标的要求。这样做，就把稳,准,快和抗干扰之间相互交叉的矛盾问题分成两步来解决,第一步先解决主要矛盾，即动态稳定性和稳定精度，然后再进一步满足其他动态性能指标。 按照“先内环后外环” 的一般系统设计原则，从内环开始，逐步向外扩展.在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器如图3.2所示为双闭环直流调速系统动态结构框图。

图3.2 双闭环直流调速系统动态结构框图

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在双闭环调速系统在稳态工作中，当转速和电流两个调节器都不饱和时,各变量之间有下列关系：

nnn UU n0

*UUII iiddL*UCnIRCU/IRd0edendLU cKKKsss*在稳态工作点上,转速n是由给定电压Un＊决定的，ASR的输出量Ui＊是有负载电流IdL

决定的，而控制电压Uc的大小则同时取决于n和Id。这些关系反映了PI调节器不同于P调节器的特点。P调节器的输出量总是正比于其输入量，而PI调节器则不然,其输出量在动态过程中决定于输入量的积分，达到稳态时,输入为零,输出的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。后面需要PI调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为止.

双闭环调速系统的稳态参数计算和无静差系统的稳态计算相似，根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数

*Un 转速反馈系数 max

nmax*Uim 电流反馈系数 

Idm 本设计中电流调节器输出负限幅值为0V，正限幅值为10V;转速调节器输出负限幅值为

10V，正限幅值为0V。根据已知参数可求得 转速反馈系数为：

*Unm10V 0.0055Vmin/r

nmax1800r/min电流反馈系数为：

*Uim10V0.03V/A Id2201.5A另外由 Ce4402200.088UNINRa0.2337V•min/r 根据电机参数得Ce1800nN3。1电流调节器的设计

在图3。2画线结构框图中,反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来

麻烦。实际反电动势与转速成正比，系统的电磁时间常数远小于机电时间常数,因此转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动,在电流的瞬变过程中,可以认为反电动势基本不变，即E0。这样在按动态性能设计电流环时,可以不考虑反电动势变化的影响。也就是说可以去掉反电动势的作用这样得到电流环的近似结构框图如

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图3.3所示

电流环动态结构图可简化为：

图3.3 电流环动态结构框图

1）确定时间常数

根据已知数据得电磁时间常数Tl

L18103Tl0.04s

R0.42三相桥式晶闸管整流电路的平均后时间Ts0.0017s,取电流反馈滤波时间常数

Toi0.002s,可得电流环的小时间常数为

TiTs+Toi= 0。0017 s+0。002 s = 0.0037 s

2) 选择电流调节器结构

根据设计要求电流超调量δi＜5% 并且保证稳态电流无静差,可以按典型I型系统设计

电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此电流调节器选用PI调节器,其传递函数为

WACR(S)Kiis1 is另检查电源电压的抗扰动性能：

Ti0.0410.8参照附表3—1的典型I型系统动态Ti0.0037抗扰性能可采用PI调节器。

表3—1典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

参数关系KT 阻尼比ξ 超调量δ 上升时间tr 峰值时间tp 相对稳定裕度γ 截止频率ωc 0。25 1。0 0％ ∞ ∞ 76。3° 0。243/T 0。39 0.8 1.5％ 6。6T 8。3T 69.9° 0.367/T 0。50 0.707 4.3％ 4。7T 6.2T 65.5° 0.455/T 0.69 0。6 9.5％ 3。3T 4。7T 59.2° 0.596/T 1。0 0.5 16.3% 2。4T 3.6T 51。8° 0.786/T 3）计算电流调节器参数

电流调节器超前时间常数：iTl0.04s

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为满足δi％5%要求,应取KiTi0.5，因此电流环开环增益KI为

KI=

12T=10.0037) s1 = 135.14 s1 i(2于是电流调节器的比例系数Ki为

KiR135.10.040i= KIK=

.42s480.0451.12 4）校验近似条件

电流环截至频率11ci= KI=135.14s，晶闸管装置传递函数近似条件为 ci3T, s现

11s1=196.1s13T0.0017>ci s3故该近似条件满足。

忽略反电动势影响的近似条件为 ci31/(TmTl)，现

31/(TmTl)=31/(0.10.04)s147.4s1wci

故该近似条件满足。

电流环小时间常数近似处理条件为 ci131/(TsToi)，现 131/(TT1soi)=31/(0.00170.002)s1=180.8s1>ci 故该近似条件满足。

5）取调节器的输入电阻Ro=40k，则电流调节器的各参数为

Ri=KiRo=1。13440k=45.36k，取45k

Ci0.14106i=R 3F3.1F，取3F i45104Toi40.002106Coi=R=103F0.2F, 取0。47F o40

根据上述参数可以达到的动态指标为

δi％=4。3％5％

故能满足设计要求。

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3。2 转速调节器的设计

电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，这样用电流环等效环节代替电流环后整个转速控制系统的动态结构图如下图3。4所示：

图3.4流环动态结构框图 1）确定时间常数

电流环的等级时间常数为

1=2Ti=0.0074s，（在电流环中已取因KITi=0。5）。 取转速反馈滤KI波时间常数Ton =0.01s，那么转速环的时间常数为

Tn2TiTon=0。0074s+0。01s=0。0174s 2)选择转速调节器结构

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应包含在转速调节器当中.这样转速环开环传递函数共有两个积分环节，所以应该设计成典型II型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。因此转速调节器也应该采用PI调节器，其传递函数可表示为

WASR(S)Kn3）选择转速调节器参数

按跟随性能和抗扰性能较好的原则选择h=5，求出转速超调量δn%和过渡过程时间ts .如果能够满足设计要求，则可根据所选的h值计算有关参数;否则要改变h值重新进行计算，直到满足设计要求为止。

当h=5时,ASR退饱和超调量为

n(ns1 nsCmaxnTnCmaxnb)(z)*N)*=2( CbnTmCbnCmaxIdNR%)是基准值为n*时；(CbCe式中，表示电动机允许的过载系数，按题意=1。5；z为负载系数，设为理想空载起动，则z=0； nN为调速系统开环机械特性的额定稳态速降，nN=

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的超调量相对值，而nb=2(z)nNTi。 Tm 参照表2当h=5时，(Cmax%)=81.2%,故起动到额定转速，即n= nnom时，退饱和超调量Cb2200.120.0174=2.66％

0.2337/18000.1为

δn=81.2%21.5满足设计要求。

表2典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 h tm/T tv/T 3 2。45 13。60 4 77.5% 2.70 10。45 5 81.2% 2.85 8。80 6 3.00 12。95 7 3.15 16.85 8 3.25 19.80 9 .6％ 3.30 22.80 10 90.8％ 3。40 25.85 ΔCmax/Cb 72.2％ 84。0％ 86。3％ 88.1％

空载起动到额定转速的过渡过程中，由于在大部分时间内ASR饱和而不起调节作用，使过渡过程时间ts延长，ts可表示为

ts=t2+t0

其中t2为恒流升速时间，t0是退饱和超调过渡过程时间。

t2CeTmn0.23370.11800=0.3s

(IdmIdl)R1.52200.42退饱和超调过渡过程时间等于动态速升的回复时间。当h=5时t0=8。8Tn=0.153s.但恢复时间是按误差为5%nb计算的。这里nb2IRTi=206。4r/min，故 5%nb= 10.3r/min。CeTm这就是说,转速进入10。3r/min的恢复时间为0。153s。但这里的恢复时间应按转速进入5%nnom来计算,由于5%nnom=90 r/min远大于10.3r/min,显然所需时间将远小于0.153s，故可忽略不计，于是tst2=0.3s。可见，能满足设计要求。这样，就可根据h=5选择转速调节器的参数。

ASR的时间常数为

n=hTn=50.0174s=0。087s

转速环开环增益为

KNh1622396.4s== s222hTn500.01742 第10页

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ASR比例系数为

Kh1)CeTm2hRT=60.0450.23370.1n(n250.00550.420.0174=15。7 如去调节器输入电阻 Ro=20k,则

Rn=KnRo=15。720 k=314k，取300k

C6n0.08710n=R=3F=0.277F，取0.2F n30010C=4Ton40.01106onR=

F=2F，取2F n201034）校验近似条件

转速环截止频率为

Ncn=

K=K1 =34.5s1

Nn=396.40。087s 1电流闭环传递函数简化条件为1cn5T，现 i11s1=.1s15T=

〉cn i50.0037故满足该简化条件。

小时间常数近似处理条件为cn 131/(2TiTon)，现 131/(2T1iTon)=31/(20.00370.01)s1=38。75s1>cn

故满足该简化条件

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4触发电路的选择与原理图

三相整流电路中必须对两组中应导通的一对晶闸管同时给触发脉冲为此可以采用两种

办法：一种是使每个触发脉冲宽度大于60，称宽脉冲触发;另一种是在触发某一号晶闸管的同时给前一号晶闸管补发一个脉冲，相当于用两个窄脉冲等效代替一个宽脉冲，称为双脉冲触发。

随着工业自动化，集成化的不断把发展;现在市场中已有多种型号的六脉冲触发集成电路广泛应用于各种控制中,从本设计的简单和稳定性出发，本设计直接采用KJ系列的三相全控桥式整流电路的集成触发器KJ041作为三相整流电路的触发电路.KJ041的内部是由12个二极管构成的6个或门，其作用是将6路单脉冲输入转换为6路双脉冲输出。以上触发电路均为模拟量，这样使集成片内部结构、可靠,但是却是其容易受电网电压影响，导致触发脉冲的不对称度较高，可达3040.在对精度要求高的大容量变流装置中，采用了数字触发电路，可

获得很好触发脉冲对称度.

KJ041的主要参数和 (1）工作电源电压：15V

(2）同步输入允许最大电流值：6mA （3）输出脉宽：400us2ms （4）最大负载能力：100mA

由KJ041外部接线组成的三相桥式整流电路触发原理图如下图4.1所示

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图4.1 三相全控桥整流电路的集成触发电路原理图

该集成片的主要设计特点为：

（1）端口1和端口4，端口2和端口5,端口3和端口6分别输出两路相位互差1800的移向脉冲，可以方便地构成全控桥式晶闸管触发器线路。

(2）输出负载的能力大，移相性能好，脉冲输出稳定,正、负半周脉冲相位均衡性好. (3)移相范围宽，对同步电压要求不高，并且具有脉冲列调制输出端等功能。 触发电路输出脉冲波形如下

图4.2 触发电路输出脉冲波形图

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5 直流调速系统MATLAB仿真

利用matlab仿真工具组成转速,电流双闭环调速系统仿真图如图5.1所示，转速和电流闭环通过一个滞后环控制接入脉冲发生器的输入端，来实现对他励直流电动机的转速控制，使转速最终趋于稳定值。同时通过转速输出显示器可以很直观清晰的观察仿真结果。通过仿真得到电机转速情况如图5。2所示。

图5。1 双闭环直流调速系统仿真图

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图5。2 双闭环直流调速系统转速仿真结果图

图5。3 双闭环直流调速系统电枢电流仿真结果

6 总结

本设计为V-M双闭环直流调速系统设计，通过三相变压整流装置将三相交流电压整流为直流电压。其中对主电路的结构及元件包括变压器,晶闸管以及电抗器的参数进行了计算和选取.确定了电流调节器和转速调节器的结构并按照设计参数要求对调节器的参数进行了计算和确定。并在确定所有参数的基础上对系统进行了Matlab仿真。

通过本次设计使我对电力拖动自动控制系统有了进一步的认识和了解，掌握了用工业设计法对双闭环调节器的设计方法。对电力电子器件在工业发展中所起的巨大作用也有了认识.另外在设计过程中遇到了一些难题，在自己查找多方资料并和同学相互讨论的情况下终于找到了解决的方法。这使我明白理论和实际是存在一定偏差的，计算结果并不能代表实际数据。总的来说这次设计让我受益匪浅,对我来说是一次很好的经历.

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7 参考文献

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[9] 机械工程手册、电机工程手册编辑委员会，电机工程手册第九卷自动控制系统，机械工业出版社，1982

［10］ 机械工程手册、电机工程手册编辑委员会，电机工程手册，第二版,基础卷（二)，机械工业出版社，1996

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附录 1 V-M双闭环直流调速系统电气原理图

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